在便攜電子領域，設計師基于多種因素(尺寸、成本和性能)，利用他們的專業(yè)知識和最佳判斷來選擇器件。但這些因素通常需要進行權(quán)衡，設計師必須依據(jù)所需的最終產(chǎn)品謹慎選擇元件。幾乎與其它行業(yè)一樣，便攜市場，特別是移動電話市場，通常會同時提供高端(多功能)和低端(廉價)產(chǎn)品。
圖1：運用多個運算放大器減少輸出噪音。
移動電話主板包括不同的元件，如運算放大器、音頻放大器及前置放大器、數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和ASIC等。選擇運算放大器之前，設計師必須考慮封裝選項，以及更小的封裝是否會使性能降低。盡管在便攜產(chǎn)品領域小型封裝很受歡迎，但小型封裝可能會給設計師帶來麻煩和問題。采用塑料封裝形式的運算放大器，譬如SC70，往往不能達到與SOIC或MSOP封裝對應產(chǎn)品相同的性能。微型芯片級封裝(CSP)(這實質(zhì)上是裸片)，暴露于光線下，輸入偏流可能發(fā)生數(shù)百量級的偏移。該封裝形式也容易在組裝期間發(fā)生破裂。
哪些參數(shù)最重要?
在電池供電的應用領域—特別是PDA和移動電話，由于電池電壓會隨著干擾而下降，因此應選擇PSRR性能好(~80dB)的運算放大器。此外，要注意高增益配置，這是因為耦合到運放中的噪聲將導致噪聲電平升高。電阻器的選擇也十分關(guān)鍵，更大的阻值會產(chǎn)生更高的噪聲。設計師可以利用4?估算約翰遜噪聲(Johnson noise)或電阻噪聲，這里R的單位是K歐姆，因此100K歐姆電阻產(chǎn)生大約40nV噪聲!
如果運用多個運算放大器，減少噪聲的一個方法是采用圖1所示的方案。該方法可以按因子減少輸出噪聲，這里n是使用的放大器數(shù)量。對于LMV651而言，輸出噪聲將減少到大約12nV/。此外設計師必須考慮限制帶寬以使噪聲最小：設計師可以將一個小電容與反饋電阻并聯(lián)使用，借此降低噪聲。
運算放大器的選擇也取決于其它的器件。設計師面對的一個普遍挑戰(zhàn)是為模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)選擇合適的運算放大器。盡管市場上有許多類型的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，但是運算放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間的匹配規(guī)則卻不一樣，設計師在做出選擇之前必須認真考慮某些準則。
圖2：在運算放大器輸出端采用簡單的低通濾波器。
大致瀏覽兩種器件的數(shù)據(jù)手冊將提供有用的信息，但這還不夠。首先，挑選供電電壓相同的運算放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器。然后選擇THD+N小的運算放大器。如果不能查找到失真數(shù)據(jù)，就查看輸出阻抗：輸出阻抗小的運算放大器通常意味著更小的THD。速度是另外一個必須考慮的參數(shù)，盡管更快的運算放大器速度用起來很舒服，但必須考慮一些折衷因素，譬如更高的功率和偶爾的不穩(wěn)定。
根據(jù)選擇的ADC，設計師應選擇至少為ADC取樣率50倍速度的放大器。轉(zhuǎn)換速率也可能是一個限制因素，設計師可以根據(jù)2?fVp進行計算，這里f是輸入信號頻率，Vp是最大輸出擺幅。例如，頻率為400kHz的100mV輸入信號(增益為10)要求放大器的轉(zhuǎn)換速率至少為2.5V/μs。
一旦確定了這些基本參數(shù)，設計師必須考慮穩(wěn)定時間，該參數(shù)可能會產(chǎn)生誤導。大多數(shù)制造廠商規(guī)定運算放大器的穩(wěn)定時間在特定輸入電壓的0.1%或0.01%范圍內(nèi)。如果設計要求更高的精度，例如16位，那么就需要滿量程0.0015%范圍的參數(shù)。解決該問題的一個方法是利用下面的公式，基于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的精度來估計運算放大器的穩(wěn)定時間：
這里，N是位數(shù)，f是放大器的開環(huán)帶寬。
例如增益為10的運算放大器，如LMV651，精確度為12位時，穩(wěn)定時間大約為1.4μs;精度為16位時，穩(wěn)定時間是1.65μs。該公式只是一個近似算式，沒有考慮到雜散電容、主板電感或模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入電容，這些因素都將影響穩(wěn)定時間。
做出最終的選擇之前，最重要的的指標之一是運算放大器的噪聲，噪聲較高的放大器會降低模數(shù)轉(zhuǎn)換器的精度，給系統(tǒng)帶來顯著誤差。開始計算電路總輸出噪聲之前(這可能是一項十分冗長乏味的工作)，最好先估計一下。這樣設計師就知道是否應繼續(xù)使用所選的放大器。該估計涉及到運算放大器在相關(guān)帶寬上的綜合電壓噪聲和運放配置的增益。我們可以將該公式表述為：
這里，NG是噪聲增益，en是運算放大器的電壓噪聲，BW是閉環(huán)帶寬。
在圖2的電路中，在輸出端采用簡單的低通濾波器。在該例中，輸出噪聲是在該濾波器帶寬(按1/2πRC計算)下的綜合噪聲。如果采用二階濾波器，帶寬要乘以系數(shù)1.05。
利用上述公式和LMV651電壓噪聲密度(17nV/)，圖2電路在100kHz帶寬(濾波器帶寬)下的總輸出RMS噪聲是53.7V。一旦估算出總輸出噪聲，設計師可以利用下面的公式計算運算放大器的信噪比(SNR)：
這里，VFS是滿量程電壓范圍，Eout是上文計算的運算放大器噪聲。例如，2.5V信號產(chǎn)生的信噪比是86.4dB。
然后，設計師應根據(jù)下面的公式計算放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器的總SNR：
ADC121S021的SNR是72.3dB，當ADC121S021與LMV651搭配時，總SNR是72.1dB。忽略諧波，設計師可以將該SNR轉(zhuǎn)換為等效的比特數(shù)：ENOB=(SNR-1.76)/6.02，然后根據(jù)等價比特數(shù)確定只損失了大約0.3dB，這相當于0.03%總精度誤差。
由于噪聲是特定帶寬下的綜合噪聲，顯然噪聲也與帶寬成比例。換言之，縮減帶寬將減少噪聲;擴展帶寬將增加噪聲。如果決定選擇更高帶寬的濾波器，設計師應考慮選擇更低噪聲的放大器。例如，圖2電路中的10MHz濾波器產(chǎn)生不足71dB的總SNR，導致0.5比特損失。但將LMV791(5.8nV/)與相同的濾波器搭配使用時，SNR提高到72dB以上。設計師只要簡單的選擇更低噪聲的運算放大器就可以提高系統(tǒng)的精度。但必須考慮與此相關(guān)的各種折衷因素，例如功耗和封裝尺寸。
待考慮的其它規(guī)格指標
至此，我們討論了為設計選擇器件的基本原則和規(guī)則，但還有其它的一些因素有待考慮。例如，對于要求更高精度的應用，DC指標(譬如輸入偏移電壓和漂移)可能非常重要。
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