在開關電子元件調整器范疇 ，任何使輸入電網(wǎng)電流為非正弦 ，或即便是正弦波但和正弦輸入電壓 不同相位 ，或使輸入電流具有諧波的電路構造都會降低功率因數(shù)從而產(chǎn)生功率損耗 。本章引見的功率因數(shù)校正電路 ，能使輸入端的電網(wǎng)電流正弦化井和輸入電網(wǎng)電壓同相 位，而且能消弭諧波 。由于橋式整流器后加電容濾波使輸入端的電網(wǎng)電流嚴重畸變 （ 圖 15.2 C c） ） ，所以這些技術對電網(wǎng)供電的開關電源是十分有用且必需實行的 。由圖 15.2 ( a） 和圖 15.2 C b ） 可知，假如沒有濾波電容 Co 并且負載是純電阻 ，那么電壓凡 將是正弦半波 ABXCDYEF 。從整流器整流出來的電流也有相同的正弦半波 ，且從輸入端 吸收的電網(wǎng)電流也是正弦波并且和正弦輸入電壓同相位 ，功率因數(shù)為 1。假如輸入電壓和電 流的有效值為川 和 Ii ’ 則輸入和輸出負載功率可表示為只（ 當然，像 ABXCDYEF （ 圖 15.2 C b ）這樣的正強半波輸出電壓是不能承受的 。PWM控制芯片整流器 的唯一目的是將輸入交流電壓變換成紋波盡可能小的直流電壓 ，正由于如此 ，才接入濾波電 容 Co 來產(chǎn)生波形 ABCDEF 。這樣能夠產(chǎn)生較高的直流重量 （ 在 B 和 C 或 D 和 E 的中間） 和 較低的 B-C 或 C D 的峰一峰值紋波。如今 ，在 B 和 C 或 D 和 E 之間，一切整流器都被反偏，沒有電網(wǎng)電流流過 ，負載電流由電容 Co 提供。在 A、C 和 E 時辰，上升的輸入電壓給整流器提供正向偏置電壓 ，電網(wǎng)電流流過負載并給電容充電補償其單獨給負載供電時損失的電 荷。
負載為 C。時， 電網(wǎng)輸入電流
圖 15.2 C a ） 和 C b ） 輸入橋式整流器后面接電容濾波器和不接電容濾波器的電壓波形 。C c） 銜接電容 C。時的輸入電網(wǎng)電流波形銜接濾波電容時 的電網(wǎng)電流波形如圖 15.2 ( c） 所示，它是輸入電壓的每個正弦半波前端 的一系列電流窄脈沖 。濾波電容越大 ，輸入電流的脈沖寬度越窄 ，峰值越高 ，有效值越大 ， 上升和F降得更快。PWM控制芯片功率因數(shù)校正的目 的就是要消弭這些窄而陡的 電網(wǎng)電流脈沖。這些陡的電流會惹起頻射干擾 （ RFD 問題，更嚴重的是 ，它的有效值比所需的負載輸出功率值要大 ，這不只會形成 輸入發(fā)電機溫升過高 ，還會使濾波電容的溫升進步并降低其牢靠性 。功率因數(shù)校正能夠去掉橋式整流器后接的大濾 波電容 Co ，從而保證整流器輸出電壓按正 弦半波曲線上升和降落 ，接著功率因數(shù)校正電路將正弦半波輸入電壓轉換成恒定的直流輸出 電壓，并經(jīng)過監(jiān)控輸入電網(wǎng)電流使其成為正弦波并與瞬時輸入網(wǎng)壓成比例 。這能夠用脈寬調 制的 boost 變換器 (1.4 節(jié)） 來完成。在整個正強半波時間里，boost 變換器的導通時間由 PWM 控制芯片來控制 ，使輸入電流變?yōu)檎也?，得到輸出比輸入正弦電壓幅值高的穩(wěn)定的直流電 壓。
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